）由于对尽可能靠近用户身体进行监控、读取和反馈的需求，元宇宙正在扩展柔性电子产品的应用。这一需求同时要求现代传感器和致动器尽可能符合人体要求。目前的触觉反馈设备由刚性元件组成，造成它们变得沉重和僵硬，并降低了整体沉浸体验。刚度对于人体的保形覆盖是一项具有挑战性的任务。

　　在另一方面，触觉感知是一种常见的触觉交互，并由一系列致动器产生。它们的大小和分辨率是增强用户感觉和虚拟体验沉浸感的关键。根据阵列和单个设备的大小，总功率可以达到瓦级。

　　以前的研究曾显示，TFT DC-DC转换器能够处理高达10mA的有限输出电流负载，而团队提出的解决方案则可以提供超过一个数量级的负载。例如，基于DG二极管的DC-DC转换器的最大输出功率为3.55瓦。同时，这种DC-DC转换器有利于显示器以外的各种TFT应用。

　　团队采用双栅低温多晶硅（LTPS）薄膜晶体管（TFT）技术在GEN-3平台设计和制造了DC-DC变换器。这种特殊的技术总共由5种金属组成，包括单栅（SG）和双栅（DG） n型和p型TFT，以及专用的MIM电容器。

　　在设计的DC-DC变换器中，只使用n型TFT。图2是VDS=8V时，65个DG n型100μm/4.5μm TFT在210mm2方形晶圆上的传递ID-VG曲线平方的晶圆上提取的所有65个DG n型TFT的VON和ION如图2所示。测量到的VON中值为0.258V，扩展σ为56mV。VGS=VDS=8V时，同一晶片的离子中值和扩散σ分别为3.06mA和131μA。另外，由于需要驱动的负载电阻（Rload）非常低，所以较大的TFT与这项研发非常相关。

　　为了维持目标应用所需的高水平电流（4A范围），必须设计宽度（W）为50000mm的SG TFT。图3 (a)显示了其中一个大型FTF在3.3V以下的各种漏极电压（VDS）下的测量传递曲线（ID-VG）。

　　TFT在VDS=VGS=3.3V时导通3.47安培，产生0.95Ω Ron电阻。所述测量是用一个没有探针的4探针测量装置进行，总的上限接近4安培。因此，团队认为晶体管的实际损耗比这里报道的要低。另外，在VD=1V时，二极管的锐利ID-VD响应如图3 (b)所示。

　　二极管的关断漏电流在nA范围内，大大降低了关断时的漏电流。二极管在VD=6V时输出3安培的电流。

　　团队进行了两种类型的测量以获得非稳态（低电流）和稳态（高电流）特性。对于低电流，使用典型的直流偏置测量（带标记的实线的两个图，则通过脉冲测量（虚线）完成了大电流表征。

　　为了降低实现-Ω以下Ron所需的大型TFT (W>

　　25000mm)的寄生电阻，TFT采用了交叉TFT布局。

　　用CMOS级电源和控制电子器件驱动致动器阵列的完整系统顶层框图如图4所示。

　　理想情况下，DC-DC和致动器阵列可以在同一柔性衬底之上，从而减少虚拟现实设备的刚性部分。在这项研究中开发的模块是图4底部的DC-DC转换器的晶体管原理图。所述电路展示了一个具有两个TFT、一个开关晶体管和一个二极管连接晶体管的升压变换器，它们都在PI衬底之上。

　　电路分两阶段工作。在第一阶段，电感通过晶体管T1短接到地。在这一阶段，T1的Ron越好，节点D到GND的下拉作用就越好，从而可以在电感器（Lin）上施加更高的电压，从而产生更大的电感电流IL。T1的Ron越好，同时可以减少这一阶段的能量损失，这对于电池供电的可穿戴电子产品来说是关键。

　　在第二阶段，TFT T1关闭，并且由于从前一阶段获得的高电流，节点D上的电压变高，打开二极管连接的晶体管T2以给输出电容充电并最终驱动负载（ilload）。在第二阶段，二极管的正向电压（Vf）同样重要，因为减少二极管的电压下降将增加输出电压和转换器的功率效率。

　　DC-DC设计的目标负载计算值为15Ω，输出电压范围为5至9V，输出电流高达400mA。所述设计使用了所有可用的金属来减少两个器件之间的寄生电阻：开关TFT的Ron和二极管呈现的电阻。输入电感和输出电容是典型的现成元件，如图4所示。

　　用于设计的值范围从2µH到11µH的电感（Lin）和从1µF到220µF的输出电容（Cout）。转换器的开关速度可以在50kHz到1MHz之间的任何地方调谐，并用于上述Lin和Cout范围。

　　接到样品的测量装置如图5 (a)所示。电源和控制信号到DC-DC转换器的连接由宽坡脚完成，以确保片外电感/电容器和TFT芯片之间的路径的连接电阻最小。电容器和电感放在驱动PCB之上，如图所示。控制门由测针驱动。LTPS TFT DC-DC转换器芯片的照片如图5 (b)所示。

　　浮动背栅（BG）连接和仅由控制脉冲Vct驱动的前栅（FG）（绿色三角形）

　　BG处恒定的直流偏压为1.45V, FG由控制脉冲Vct（红色圆圈）驱动。

　　如图6所示，DCDC变换器不仅实现了情况2（黑色方块）的最高输出电压，而且实现了最高的功率效率。由于FG和BG的耦合作用，开关晶体管的RON降低2倍以上的效果，比将额外的BG充电到通道电容所需的动态功率损失更为显著。

　　值得注意的是，对于100mA的负载，当工作在70%占空比Vct控制脉冲时，DC-DC可以达到13.2V输出电压（39%的功率效率）。同样，59%的功率效率和6.13V输出电压在控制脉冲占空比为30%时实现。

　　图7比较了基于二极管的DC-DC变换器对两种晶体管宽度（T1和T2）的测量结果。更大W （50000mm）的设计具有更好的输出电压，最高可达9V，但在整个范围内，设计之间的效率非常相似。

　　这意味着具有较大W TFT的设计的较大寄生电容被较低的RON过度补偿。换句话说，在实现输出电压的情况下，在保持DC-DC转换器的功率效率在相同水平上的同时，采用更大W的tft是有好处的。

　　在57kHz的频率上改变控制信号Vct的占空比所获得的输出电压如图8 (a)所示。在DG情况下，输出电压在整个范围内提高了22%以上。另外，在占空比低于60%的情况下，DG设计的功率效率比SG高约5%。图8中的两幅图都是在400mA的相同输出负载下绘制。

　　基于DG二极管的DC-DC在83%占空比下最大可达8.87V。因此，基于DG二极管的DC-DC转换器的最大输出功率为3.55瓦。3.3V输入源输出10.71瓦时，最高输出的平均输入电流为3.248安培。3.248安培的平均电流通过开关TFT T1在电路运行的第一阶段。

　　对于相同的设置，团队同时测量了DC-DC转换器的启动时间，大约为7ms。上面报告的所有测量（图6、图7和图8）都是在表1中详细描述的条件下进行。晶体管T1由0-3.3V的57kHz脉冲驱动。输入直流电压3.3V，电感L=11.3µH（寄生串联电阻9.1mΩ）。输出电容220µF，寄生串联电阻54mΩ。作为输出负载，使用直流输出负载工具将输出电流稳定在100mA（图6）和400mA（图7和图8）。

　　团队设计、制作并测量了基于柔性PI衬底的LTPS DC-DC升压变换器，其输出功率为3.55瓦。柔性TFT DC-DC芯片的占地面积为6.67cm2，其性能与较大的10.02cm2芯片非常相似，在50%占空比下的功率效率约为53%（较大为55%）。

　　另外，具有类似芯片尺寸的双栅极TFT DC-DC变换器与单栅极变换器相比具有更好的性能数据，在400mA输出负载下将输入电压提高三倍至9V。所有设计均采用3.3V直流电源和控制信号驱动。这种灵活的DC-DC转换器可以在需要保形驱动电路接口和驱动致动器阵列的应用中找到用武之地，并增强可穿戴设备。